当今的通信空口标准（例如5G，CDMA，802.11ax，802.16，DOCSIS 3.x，DVB-T2和ATSC 3）结合了复杂的通信信号，例如高阶QAM（512,1024）和正交频分复用（OFDM），以有效地传输信息。即使是卫星通信系统，也已经从正交相移键控（QPSK）信号变为相对复杂的多级（或更高阶）相移键控（8PSK）信号及其变体。与单个载波相比，当系统采用多个载波时，信号复杂度增加。

复杂调制的信号可以有效地传输信息，但它们通常有较大的随机幅度和功率变化。例如，OFDM信号由数十到数百个载波组成，每个载波在任何一个符号周期内具有不同的相位和幅度（具体取决于它们使用的调制方法）。由于每个载波与其他载波同步发送符号，因此来自所有载波的瞬时信号功率可以相长或相消叠加。因此，复合信号（例如OFDM信号）的功率变化很大。描述复杂信号的信号功率变化的常用术语是峰均功率比（PAPR）。另一个描述信号功率变化的常用术语是波峰因子。复合信号难以容忍非线性失真，在通过通信系统（例如功率放大器，上/下变频器等）进行处理时不可避免地会发生非线性失真。为了使失真最小化，必须在接近线性区域的地方操作，这意味着设备必须以较低的平均输出功率运行，以最大程度地减少复合信号峰值处的非线性影响。

为了最大程度地减少这种影响，必须使用可靠的测量方法来帮助表征和量化这些非线性因素对复合信号的影响。

复杂信号的功率包络

图1.OFDM信号的时域图

由于调制载波的符号具有随机性，因此复杂调制信号（例如OFDM）的瞬时功率变化既不是周期性的也不是确定性的。从图1所示的OFDM信号的时域中可以清楚地看出，使用这种方式很难提取信号的有用信息。可以看出，信号峰值功率比平均功率高出几个dB，但就峰值出现的频次而言，就看不出其他信息了。

为了从OFDM信号中提取更多有用的信息，必须使用统计描述的方法来看。统计描述应该是在任何给定功率电平下信号所花费的时间百分比，这种描述称为互补累积分布函数（CCDF）曲线，如图2所示，该图显示了信号相对于其平均功率处于任何给定功率电平的概率。横轴是高于平均功率信号的电平，以dB为单位，纵轴是信号停留在该信号电平的时间百分比。

图2.  64 QAM和OFDM信号的模拟CCDF曲线

CCDF曲线还提供了有关复调制信号的峰均功率比（PAPR）的信息。在图2中，针对64QAM信号（蓝色）的CCDF曲线显示，在超过3.6 dB的峰均比之上并没有停留的时间，因此，所示的64 QAM信号的PAPR为3.6 dB。OFDM信号（红色）的CCDF曲线显示，在9.4 dB以上的峰均比下，它花费的时间少于0.01％。因此，所示的OFDM信号的PAPR为9.4 dB。通常，OFDM的PAPR是现代通信系统中使用的所有复杂调制信号中最大的，它取决于载波的数量和这些载波上的调制类型，约为12至16 dB。

测量非线性

研究射频系统非线性的一些最常用的测量方法是：

1、单载波下的1 dB增益压缩点（P1dB）

2、两个临近载波的二阶和三阶互调点（IP2，IP3）

3、高斯噪声源下的噪声功率比（NPR）

前两种方法有严重的局限性。例如，在给定的输出功率下，它们不能直接量化非线性失真对任何调制信号的影响。其次，它们不适合表征非线性对复杂多载波信号（如OFDM或本质上具有统计功率的高阶QAM调制信号）的影响。

噪声功率比方法通过模拟带限高斯噪声信号的多载波来克服这些限制， 该方法主要用于测量频分多址（FDMA）系统中的非线性失真。在带限高斯噪声信号的中心放置一个陷波器，并将该信号施加到被测设备的输入。当在设备的输出端进行测量时，由于被测设备的非线性而导致的互调产物会充满陷波。陷波之外的噪声功率与陷波之内的噪声功率之比间接表明了非线性对多载波信号的影响。

但是，NPR测量受到两个因素的限制。首先，在带限高斯信号本身中心的陷波深度成为测量极限。其次是陷波可能被测量设备（例如频谱分析仪）生成的互调产物所填充。频谱分析仪的混频器和IF放大器可以生成互调产物，并添加到陷波内。NPR测量设置需要昂贵的频谱分析仪，要在带限高斯信号的中心放置高质量的陷波，需要使用矢量信号发生器，这是另一种非常昂贵的设备。

MA244xxA峰值功率传感器

表征器件非线性对复杂信号的影响的另一种方法是，通过测量和比较被测器件（DUT）输入和输出处的带限高斯噪声信号功率的CCDF曲线，建立1 dB压缩点（P1dB）。带限高斯噪声信号具有与复杂的多载波信号（例如OFDM或高阶QAM）非常相似的特性。带宽受限的高斯信号可以简单地通过脉冲调制，以便于通过脉冲或峰值功率传感器（例如安立 MA244xxA峰值功率传感器）进行测量。这种方法类似于在通信系统中使用PAPR信号建立P1dB点，而不是使用未经调制的载波信号。

增益压缩测试设置

图3. 测试设置

图3建议了一种基于CCDF曲线测量和建立DUT的P1dB点的设置。脉冲调制，带限高斯噪声源很好地表示了具有复杂调制的信号，例如OFDM。或者，可以用带宽受限的高斯噪声源对载波进行AM调制的微波信号发生器（例如Anritsu MG369xC信号发生器）是另一个不错的选择。Anritsu MG369xC具有内置的高斯噪声源，其带宽为1MHz，非常便于进行此测量。测量CCDF曲线，并将其与脉冲/峰值功率传感器（例如MA244xxA）进行比较。MA244xxA USB脉冲/峰值功率传感器具有一个GUI，可在PC /笔记本电脑上运行，专门用于测量CCDF曲线。整个设置避免了使用NPR测量所需的非常昂贵的矢量信号发生器或高端的频谱分析仪。

测量包括两个步骤：

1. 首先，设定带限高斯噪声信号的输入功率电平，该信号位于DUT的线性区域中的某处。这可以通过在DUT的输入和输出处使用MA244xxA USB峰值/脉冲功率传感器测量和比较高斯噪声信号的CCDF曲线来轻松实现。DUT输出处的CCDF曲线应与输入处的CCDF曲线基本相同。如果不是，则应将高斯噪声信号的输入功率电平降低几dB，直到两者变得相同为止。比较两条CCDF曲线的常用参考点是功率水平，概率为0.01％。

图4. 线性区域中的输入和输出CCDF

图4显示了在DUT的输入和输出处由MA244xxA脉冲功率传感器测得的CCDF曲线。测量使用脉冲带限高斯噪声源。线性区域中的初始平均输入功率电平为-13.2 dBm，而输出平均功率电平为-1.591 dBm，表明增益为11.6 dB。由两个MA244xxA功率传感器进行的统计测量显示，DUT的输入和输出处的平均峰值功率电平几乎高于平均值，概率为0.01％。两条CCDF曲线几乎相互重叠，波峰因子几乎相同。

2. 然后以0.5 dB或1 dB的小增量增加输入电平，直到输入和输出的CCDF曲线中功率电平以0.01％的概率相差1 dB。这是P1 dB增益压缩点。

图5. 非线性区域中的输入和输出CCDF

图5显示了MA244xxA脉冲功率传感器在高于P1 dB增益压缩点的较高输入功率水平下测得的CCDF曲线。DUT的平均输入功率水平已增加到-5.62 dBm，而输出的平均功率水平为5.36 dBm，表明增益为11 dB。因此，平均功率电平测量表明增益压缩为0.6 dB。但是，输入和输出处的CCDF曲线现在明显不同。由两个MA244xxA在DUT的输入和输出端以0.01％的概率进行的高于平均功率电平的统计测量，现在相差2.1 dB（7.4 dB–5.3 dB）DUT已经压缩了峰值，远超过平均功率水平。

结论

与传统的方法相比，CCDF曲线测量P1 dB压缩点的方法具有显着优势：

CCDF测量方法使用的信号具有与当今通信系统中使用的信号相似的特征。相比之下，传统方法使用的是单音和双音信号，这不能很好地表示具有复杂调制的信号（例如OFDM）。

CCDF方法利用低成本噪声源和宽带USB峰值功率传感器。其他传统方法的测量设置需要昂贵的频谱分析仪或矢量信号发生器，其价格可能是USB传感器价格的许多倍。

USB功率传感器在功率测量方面比频谱分析仪更为精确。

总而言之，CCDF方法使用与当今通信系统中使用的相似的信号提供了更准确的测量，而且成本更低。

关键词:传感器 测量 测量方法 通信

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来 源：安立通讯科技Anritsu测试测量

编辑：清风

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